1天線
1.1 天線的作用與地位
無線電發射機輸出的射頻信號功率(RF Power)，通過饋線（電纜）輸送到天線，再由由天線以電磁波式輻射出去。
電磁波到達接收地點後，由天線接下來（僅僅接收很小很小一部分功率），並通過饋線送到無線
電接收機。可見，天線是發射和接收電磁波的一個重要的無線電設備，沒有天線也就沒有無線電通信。
天線品種繁多，以供不同頻率、不同用途、不同場合、不同要求等不同情況下使用。
對於眾多品種的天線，進行適當的分類是必要的：
按用途分類，可分為通信天線、電視天線、雷達天線等；
按工作頻段分類，可分為短波天線、超短波天線、微波天線等；
按方向性分類，可分為全向天線、定向天線等；
按外形分類，可分為線狀天線、面狀天線等；等等分類。
* 電磁波的輻射 *
導線上有交變電流流動時，就可以發生電磁波的輻射，輻射的能力與導線的長度和形狀有關。
如 圖1.1 a 所示，若兩導線的距離很近，電場被束縛在兩導線之間，因而輻射很微弱；將兩導線
張開，如 圖1.1 b 所示，電場就散播在周圍空間，因而輻射增強。
必須指出，當導線的長度 L 遠小於波長 λ 時，輻射很微弱；導線的長度 L 增大到可與波長
相比擬時，導線上的電流將大大增加，因而就能形成較強的輻射。
1.2 對稱振子 (dipole)
對稱振子是一種典型的、迄今為止使用最廣泛的天線，單個半波對稱振子可簡單地單獨立地使用
或用作為抛物面天線的饋源，也可採用多個半波對稱振子組成天線矩陣。
兩臂長度相等的振子叫做對稱振子。每臂長度為四分之一波長、全長為二分之一波長的振子，稱
半波對稱振子, 見 圖1.2 a 。
另外，還有一種異型半波對稱振子，可看成是將全波對稱振子折合成一個窄長的矩形框，並把全
波對稱振子的兩個端點相疊，這個窄長的矩形框稱為折合振子，注意，折合振子的長度也是為二分之
一波長，故稱為半波折合振子, 見 圖1.2 b 。
1.3 天線方向性的討論
1.3.1 天線方向性
發射天線的基本功能之一是把從饋線取得的能量向周圍空間輻射出去，基本功能之二是把大部
分能量朝所需的方向輻射。 垂直放置的半波對稱振子具有平放的 “甜甜圈" 形的立體方向圖
（圖1.3.1 a）。 立體方向圖雖然立體感強，但繪製困難， 圖1.3.1 b 與圖1.3.1 c 給出了它
的兩個主平面方向圖，平面方向圖描述天線在某指定平面上的方向性。從圖1.3.1 b 可以看出，在
振子的軸線方向上輻射為零，最大輻射方向在水平面上；而從圖1.3.1 c 可以看出，在水平面上各
個方向上的輻射一樣大。
1.3.2 天線方向性增強
若干個對稱振子組陣，能夠控制輻射，產生"扁平的麵包圈" ，把信號進一步集中到在水平面
方向上。下圖是4個半波對稱振子沿垂線上下排列成一個垂直四元陣時的立體方向圖和垂直面方向圖。
也可以利用反射板可把輻射能控制到單側方向 , 平面反射板放在陣列的一邊構成扇形區覆蓋天線。下面的水平面方向圖說明瞭反射面的作用–反射面把功率反射到單側方向，提高了增益。
天線的基本知識全向陣 （垂直陣列 不帶平面反射板） 拋物反射面的使用，更能使天線的輻射，像光學中的探照燈那樣，把能量集中到一個小立體角內，從而獲得很高的增益。不言而喻，抛物面天線的構成包括兩個基本要素：拋物反射面 和 放置在抛物面焦點上的輻射源。
1.3.3 增益 (Gain)
增益是指：在輸入功率相等的條件下，實際天線與理想的輻射單元在空間同一點處所產生的信號的功率密度之比。
它定量地描述一個天線把輸入功率集中輻射的程度。增益顯然與天線方向圖有密切的關係，方向圖主瓣越窄，副瓣越小，增益越高。
可以這樣來理解增益的物理含義——為在一定的距離上的某點處產生一定大小的信號
如果用理想的無指向性點源作為發射天線，需要100W的輸入功率，而用增益為 G = 13 dB = 20
的某定向天線作為發射天線時，輸入功率只需 100 / 20 = 5W . 換言之，某天線的增益，就其最
大輻射方向上的輻射效果來說，與無指向性的理想點源相比，把輸入功率放大的倍數。
半波對稱振子的增益為G = 2.15 dBi ; 4個半波對稱振子 沿垂線上下排列，構成一個垂直
四元陣，其增益約為G = 8.15 dBi ( dBi這個單位表示比較物件是各向均勻輻射的理想點源) 。
如果以半波對稱振子作比較物件，則增益的單位是dBd .
半波對稱振子的增益為G = 0 dBd （因為是自己跟自己比，比值為1，取對數得零值。） ；
垂直四元陣，其增益約為G = 8.15 – 2.15 = 6 dBd .
1.3.4 波瓣寬度
方向圖通常都有兩個或多個瓣，其中輻射強度最大的瓣稱為主瓣，其餘的瓣稱為副瓣或旁瓣。
參見圖1.3.4 a , 在主瓣最大輻射方向兩側，輻射強度降低 3 dB（功率密度降低一半）的兩點間
的夾角定義為波瓣寬度（又稱 波束寬度 (beamwidth) 或 主瓣寬度 或 半功率角）。
波瓣寬度越窄，方向性越好，作用距離越遠，抗干擾能力越強。
還有一種波瓣寬度，即 10dB波瓣寬度，顧名思義它是方向圖中輻射強度降低 10dB （功率密
度降至十分之一） 的兩個點間的夾角，見圖1.3.4 b .
1.3.5 前後比
方向圖中，前後瓣最大值之比稱為前後比，記為 F / B 。前後比越大，天線的後向輻射
（或接收）越小。前後比F / B 的計算十分簡單——-
F / B = 10 Log {（前向功率密度） /（ 後向功率密度）}
對天線的前後比F / B 有要求時，其典型值為 （18 ~ 30）dB，特殊情況下則要求達
（35 ~ 40）dB .
1.3.6 天線增益的若干近似計算式
1） 天線主瓣寬度越窄，增益越高。對於一般天線，可用下式估算其增益：
G（ dBi ） = 10 Log { 32000 / （ 2θ3dB,E ×2θ3dB,H ）}
式中， 2θ3dB,E 與 2θ3dB,H 分別為天線在兩個主平面上的波瓣寬度；
32000 是統計出來的經驗資料。
2） 對於抛物面天線，可用下式近似計算其增益：
G（ dB i ） = 10 Log { 4.5 × （ D / λ0 ）2}
式中， D 為抛物面直徑；
λ0 為中心工作波長；
4.5 是統計出來的經驗資料。
3） 對於直立全向天線，有近似計算式
G（ dBi ） = 10 Lg { 2 L / λ0 }
式中， L 為天線長度；
λ0 為中心工作波長；
1.3.7 上旁瓣抑制
對於基地站台天線，人們常常要求它的垂直面（即俯仰面）方向圖中，主瓣上方第一旁瓣
盡可能弱一些。這就是所謂的上旁瓣抑制 。基地站台的服務物件是地面上的移動電話用戶，指向天
空的輻射是毫無意義的。
1.3.8 天線的下傾
為使主波瓣指向地面，安置時需要將天線適度下傾。
1.4 天線的極化
天線向周圍空間輻射電磁波。電磁波由電場和磁場構成。人們規定：電場的方向就是
天線極化方向。一般使用的天線為單極化的。下圖示出了兩種基本的單極化的情況：垂直極化—
是最常用的；水平極化—也是要被用到的。
1.4.1 雙極化天線
下圖示出了另兩種單極化的情況：+45° 極化 與 -45° 極化，它們僅僅在特殊場合下使用。
這樣，共有四種單極化了，見下圖。 把垂直極化和水準極化兩種極化的天線組合在一起，或
者， 把 +45° 極化和 -45° 極化兩種極化的天線組合在一起，就構成了一種新的天線—雙極化
天線
下圖示出了兩個單極化天線安裝在一起組成一付雙極化天線，注意，雙極化天線有兩個接
頭. 雙極化天線輻射（或接收）兩個極化在空間相互正交（垂直）的波 . 
1.4.2 極化損失
垂直極化波要用具有垂直極化特性的天線來接收，水平極化波要用具有水平極化特性的天線
來接收。右旋圓極化波要用具有右旋圓極化特性的天線來接收，而左旋圓極化波要用具有左旋圓
極化特性的天線來接收。
當來波的極化方向與接收天線的極化方向不一致時，接收到的信號都會變小，也就是說，發生
極化損失。例如：當用+ 45° 極化天線接收垂直極化或水準極化波時，或者，當用垂直極化天線接
收 +45° 極化或 -45°極化波時，等等情況下，都要產生極化損失。用圓極化天線接收任一線極化波
，或者，用線極化天線接收任一圓極化波，等等情況下，也必然發生極化損失——只能接收到來
波的一半能量。
當接收天線的極化方向與來波的極化方向完全正交時，例如用水準極化的接收天線接收垂直極化
的來波，或用右旋圓極化的接收天線接收左旋圓極化的來波時，天線就完全接收不到來波的能量，
這種情況下極化損失為最大，稱極化完全隔離。
1.4.3 極化隔離
理想的極化完全隔離是沒有的。饋送到一種極化的天線中去的信號多少總會有那麼一點點在
另外一種極化的天線中出現。例如下圖所示的雙極化天線中，設輸入垂直極化天線的功率為10W，結
果在水平極化天線的輸出端測得的輸出功率為 10mW。
1.5 天線的輸入阻抗Zin
定義：天線輸入端信號電壓與信號電流之比，稱為天線的輸入阻抗。 輸入阻抗具有電
阻分量 Rin 和電抗分量 Xin ，即 Zin = Rin + j Xin 。電抗分量的存在會減少天線從饋線對信號
功率的提取，因此，必須使電抗分量盡可能為零，也就是應盡可能使天線的輸入阻抗為純電阻。事
實上，即使是設計、調試得很好的天線，其輸入阻抗中總還含有一個小的電抗分量值。
輸入阻抗與天線的結構、尺寸以及工作波長有關，半波對稱振子是最重要的基本天線 ，其輸
入阻抗為 Zin = 73.1＋ｊ42.5 (歐) 。當把其長度縮短（３～５）％時，就可以消除其中的電抗
分量，使天線的輸入阻抗為純電阻，此時的輸入阻抗為 Zin = 73.1 (歐) ,（標稱 75 歐） 。
注意，嚴格的說，純電阻性的天線輸入阻抗只是對點頻而言的。
順便指出，半波折合振子的輸入阻抗為半波對稱振子的四倍，即
Zin = 280 (歐) ,（標稱300歐）。
有趣的是，對於任一天線，人們總可通過天線阻抗調試，在要求的工作頻率範圍內，使輸入阻
抗的虛部很小且實部相當接近 50 歐，從而使得天線的輸入阻抗為Zin = Rin = 50 歐——這是
天線能與饋線處於良好的阻抗匹配所必須的。
1.6 天線的工作頻率範圍（頻帶寬度）
無論是發射天線還是接收天線，它們總是在一定的頻率範圍（頻帶寬度）內工作的，天線的頻
帶寬度有兩種不同的定義——
一種是指：在駐波比SWR ≤ 1.5 條件下，天線的工作頻帶寬度；
一種是指：天線增益下降 3 分貝範圍內的頻帶寬度。
在移動通信系統中，通常是按前一種定義的，具體的說，天線的頻帶寬度就是天線的駐波比
SWR 不超過 1.5 時，天線的工作頻率範圍。
一般說來，在工作頻帶寬度內的各個頻率點上, 天線性能是有差異的，但這種差異造成的性能
下降是可以接受的。
1.7 移動通信常用的基站天線、直放站天線與室內天線
1.7.1 板狀天線天線的基本知識
無論是GSM 還是CDMA， 板狀天線是用得最為普遍的一類極為重要的基站天線。這種天線的
優點是：增益高、扇形區方向圖好、後瓣小、垂直面方向圖俯角控制方便、密封性能 可靠以及使
用壽命長。
板狀天線也常常被用作為直放站的用戶天線，根據作用扇形區的範圍大小，應選擇相應的天
線型號。
1.7.1 a 基站板狀天線基本技術指標示例
1.7.1 b 板狀天線高增益的形成
B. 在直線陣的一側加一塊反射板 （以帶反射板的二半波振子垂直陣為例）
C. 為提高板狀天線的增益，還可以進一步採用八個半波振子排陣
前面已指出，四個半波振子排成一個垂直放置的直線陣的增益約為 8 dB；一側加有一個反
射板的四元式直線陣，即常規板狀天線，其增益約為 14 ~ 17 dB 。
一側加有一個反射板的八元式直線陣，即加長型板狀天線，其增益約為 16 ~ 19 dB . 不言而喻
，加長型板狀天線的長度，為常規板狀天線的一倍，達 2.4 m 左右。
1.7.2 高 2 高增益柵狀抛物面天線
從性能價格比出發，人們常常選用柵狀抛物面天線作為直放站施主天線。由於抛物面具有良
好的聚焦作用，所以抛物面天線集射能力強，直徑為 1.5 m 的柵狀抛物面天線，在900兆頻段，其
增益即可達 G = 20 dB . 它特別適用於點對點的通信，例如它常常被選用為直放站的施主天線。
抛物面採用柵狀結構，一是為了減輕天線的重量，二是為了減少風的阻力。
抛物面天線一般都能給出 不低於 30 dB 的前後比 ，這也正是直放站系統防自激而對接收
天線所提出的必須滿足的技術指標。
1.7.3 八木定向3 八木定向天線
八木定向天線，具有增益較高、結構輕巧、架設方便、價格便宜等優點。因此，它特別
適用於點對點的通信，例如它是室內分佈系統的室外接收天線的首選天線類型。
八木定向天線的單元數越多，其增益越高，通常採用 6 ~ 12 單元的八木定向天線，其增益
可達 10~15 dB 。
1.7.4 室4 室內吸頂天線
室內吸頂天線必須具有結構輕巧、外型美觀、安裝方便等優點。
現今市場上見到的室內吸頂天線，外形花色很多，但其內芯的購造幾乎都是一樣的。這種吸頂
天線的內部結構，雖然尺寸很小，但由於是在天線寬頻理論的基礎上，借助電腦的輔助設計，以
及使用網路分析儀進行調試，所以能很好地滿足在非常寬的工作頻帶內的駐波比要求，按照國家標
准，在很寬的頻帶內工作的天線其駐波比指標為VSWR ≤ 2 。當然，能達到VSWR ≤ 1.5 更好。順
便指出，室內吸頂天線屬於低增益天線, 一般為 G = 2 dB 。
1.7.5 室內壁5 室內壁掛天線
室內壁掛天線同樣必須具有結構輕巧、外型美觀、安裝方便等優點。
現今市場上見到的室內吸頂天線，外形花色很多，但其內芯的購造幾乎也都是一樣的。這種壁掛
天線的內部結構，屬於空氣介質型微帶天線。由於採用了展寬天線頻寬的輔助結構，借助電腦的
輔助設計，以及使用網路分析儀進行調試，所以能較好地滿足了工作寬頻帶的要求。順便指出，室
內壁掛天線具有一定的增益，約為G = 7 dB 。
2 電波傳播的幾個基本概念
目前GSM和CDMA移動通信使用的頻段為：
GSM：890 ~ 960 MHz， 1710 ~1880 MHz
CDMA: 806 ~ 896 MHz
806 ~ 960 MHz 頻率範圍屬超短波範圍； 1710 ~1880 MHz 頻率範圍屬微波範圍。
電波的頻率不同，或者說波長不同，其傳播特點也不完全相同，甚至很不相同。
2.1 自由空間通信距離方程
設發射功率為PT，發射天線增益為GT，工作頻率為f . 接收功率為PR，接收天線增益為GR，收、
發天線間距離為R，那麼電波在無環境干擾時，傳播途中的電波損耗 L0 有以下運算式：
L0 (dB) = 10 Log（ PT / PR ）
= 32.45 + 20 Log f ( MHz ) + 20 Lg R ( km ) – GT (dB) – GR (dB)
[舉例] 設：PT = 10 W = 40dBmw ；GR = GT = 7 (dBi) ； f = 1910MHz
問：R = 500 m 時， PR = ？
解答： (1) L0 (dB) 的計算
L0 (dB) = 32.45 + 20 Lg 1910( MHz ) + 20 Lg 0.5 ( km ) – GR (dB) – GT (dB)
= 32.45 + 65.62 – 6 – 7 – 7 = 78.07 (dB)
（2） PR 的計算
PR = PT / ( 10 7.807 ) = 10 ( W ) / ( 10 7.807 ) = 1 ( μW ) / ( 10 0.807 )
= 1 ( μW ) / 6.412 = 0.156 ( μW ) = 156 ( mμW ) #
順便指出，1.9GHz電波在穿透一層磚牆時，大約損失 (10~15) dB
2.1 超短波和微波的傳播視距
2.2 極限直視距離
超短波特別是微波，頻率很高，波長很短，它的地表面波衰減很快，因此不能依靠地表面波作
較遠距離的傳播。超短波特別是微波，主要是由空間波來傳播的。簡單地說，空間波是在空間範圍
內沿直線方向傳播的波。顯然，由於地球的曲率使空間波傳播存在一個極限直視距離Rmax 。在最遠
直視距離之內的區域，習慣上稱為照明區；極限直視距離Rmax以外的區域，則稱為陰影區。不言而
語，利用超短波、微波進行通信時，接收點應落在發射天線極限直視距離Rmax內。
受地球曲率半徑的影響，極限直視距離Rmax 和發射天線與接收天線的高度HT 與 HR間的關係
為 ： Rmax ＝ 3.57{ √HT (m) +√HR (m) } (km)
考慮到大氣層對電波的折射作用，極限直視距離應修正為
Rmax ＝ 4.12 { √HT (m) +√HR (m) } (km)
由於電磁波的頻率遠低於光波的頻率，電波傳播的有效直視距離 Re 約為 極限直視距離Rmax
的 70% ，即 Re = 0.7 Rmax .
例如，HT 與 HR 分別為 49 m 和 1.7 m，則有效直視距離為 Re = 24 km .
2.3 電波在平面地上的傳播特徵
由發射天線直接射到接收點的電波稱為直射波；發射天線發出的指向地面的電波，被地面反射而
到達接收點的電波稱為反射波。顯然，接收點的信號應該是直射波和反射波的合成。電波的合成不
會象 1 + 1 = 2 那樣簡單地代數相加，合成結果會隨著直射波和反射波間的波程差的不同而不同。
波程差為半個波長的奇數倍時，直射波和反射波信號相加，合成為最大；波程差為一個波長的倍數
時，直射波和反射波信號相減，合成為最小。可見，地面反射的存在，使得信號強度的空間分佈變
得相當複雜。
實際測量指出：在一定的距離 Ri之內，信號強度隨距離或天線高度的增加都會作起伏變化；
在一定的距離 Ri之外，隨距離的增加或天線高度的減少，信號強度將。單調下降。理論計算給出
了這個 Ri 和天線高度 HT與 HR 的關係式：
Ri = （4 HT HR ）/ l ， l 是波長。
不言而喻， Ri 必須小於極限直視距離Rmax 。
2.4 電波的多徑傳播
在超短波、微波波段，電波在傳播過程中還會遇到障礙物(例如樓房、高大建築物或山丘等) 對
電波產生反射。因此，到達接收天線的還有多種反射波（廣意地說，地面反射波也應包括在內），
這種現象叫為多徑傳播。
由於多徑傳輸，使得信號場強的空間分佈變得相當複雜，波動很大，有的地方信號場強增強，
有的地方信號場強減弱；也由於多徑傳輸的影響，還會使電波的極化方向發生變化。另外，不同的
障礙物對電波的反射能力也不同。例如：鋼筋水泥建築物對超短波、微波的反射能力比磚牆強。我
們應儘量克服多徑傳輸效應的負面影響，這也正是在通信品質要求較高的通信網中，人們常常採用
空間分集技術或極化分集技術的緣由。
2.5 電波的繞射傳播
在傳播途徑中遇到大障礙物時，電波會繞過障礙物向前傳播，這種現象叫做電波的繞射。超短
波、微波的頻率較高，波長短，繞射能力弱，在高大建築物後面信號強度小，形成所謂的"陰影區"
。信號品質受到影響的程度，不僅和建築物的高度有關，和接收天線與建築物之間的距離有關，還
和頻率有關。例如有一個建築物，其高度為 10 米，在建築物後面距離200 米處，接收的信號品質
幾乎不受影響，但在 100 米處，接收信號場強比無建築物時明顯減弱。注意，誠如上面所說過的那
樣，減弱程度還與信號頻率有關，對於 216 ～ 223 兆赫的射頻信號，接收信號場強比無建築物時
低16 dB，對於 670 兆赫的射頻信號，接收信號場強比無建築物時低20dB .如果建築物高度增加到
50 米時，則在距建築物 1000 米以內，接收信號的場強都將受到影響而減弱。也就是說，頻率越高
、建築物越高、接收天線與建築物越近，信號強度與通信品質受影響程度越大；相反，頻率越低，
建築物越矮、接收天線與建築物越遠，影響越小。
因此，選擇基站場地以及架設天線時，一定要考慮到繞射傳播可能產生的各種不利影響，注意到
對繞射傳播起影響的各種因素。
3 傳輸線的幾個基本概念
連接天線和發射機輸出端（或接收機輸入端）的電纜稱為傳輸線或饋線。傳輸線的主要任務是
有效地傳輸信號能量，因此，它應能將發射機發出的信號功率以最小的損耗傳送到發射天線的輸入
端，或將天線接收到的信號以最小的損耗傳送到接收機輸入端，同時它本身不應拾取或產生雜散干
擾信號，這樣，就要求傳輸線必須遮罩。
順便指出，當傳輸線的物理長度等於或大於所傳送信號的波長時，傳輸線又叫做長線。
3.1 傳輸線的種類
超短波段的傳輸線一般有兩種：平行雙線傳輸線和同軸電纜傳輸線；微波波段的傳輸線有
同軸電纜傳輸線、波導和微帶。平行雙線傳輸線由兩根平行的導線組成它是對稱式或平衡式的傳輸
線，這種饋線損耗大，不能用於UHF頻段。同軸電纜傳輸線的兩根導線分別為芯線和遮罩銅網，因銅
網接地，兩根導體對地不對稱，因此叫做不對稱式或不平衡式傳輸線。同軸電纜工作頻率範圍寬，
損耗小，對靜電耦合有一定的遮罩作用，但對磁場的干擾卻無能為力。使用時切忌與有強電流的線
路並行走向，也不能靠近低頻信號線路。
3.2 傳輸線的特性阻抗
無限長傳輸線上各處的電壓與電流的比值定義為傳輸線的特性阻抗，用Ｚ0 表示。
同軸電纜的特性阻抗的計算公式為
Ｚ。＝〔60/√εr〕×Log ( D/d ) [ 歐]。
式中，D 為同軸電纜外導體銅網內徑；
d 為同軸電纜芯線外徑；
εr為導體間絕緣介質的相對介電常數。
通常Ｚ0 = 50 歐 ，也有Ｚ0 = 75 歐的。
由上式不難看出，饋線特性阻抗只與導體直徑D和d以及導體間介質的介電常數εr有關，而與饋
線長短、工作頻率以及饋線終端所接負載阻抗無關。
3.3 饋線的衰減係數
信號在饋線裏傳輸，除有導體的電阻性損耗外，還有絕緣材料的介質損耗。這兩種損耗隨饋線
長度的增加和工作頻率的提高而增加。因此，應合理佈局儘量縮短饋線長度。
單位長度產生的損耗的大小用衰減係數 β 表示，其單位為 dB / m （分貝／米），電纜技術說
明書上的單位大都用 dB / 100 m（分貝／百米） .
設輸入到饋線的功率為Ｐ1 ，從長度為 L（m ） 的饋線輸出的功率為Ｐ2 ，傳輸損耗TL可表示為：
TL ＝ 10 ×Lg ( Ｐ1 /Ｐ2 ) ( dB )
衰減係數 為
β ＝ TL / L ( dB / m )
例如， NOKIA 7 / 8英寸低耗電纜， 900MHz 時衰減係數為 β ＝ 4.1 dB / 100 m ，也可寫成
β ＝ 3 dB / 73 m ， 也就是說， 頻率為 900MHz 的信號功率，每經過 73 m 長的這種電纜時，功
率要少一半。
而普通的非低耗電纜，例如， SYV-9-50-1， 900MHz 時衰減係數為 β ＝ 20.1 dB / 100 m ，
也可寫成 β ＝ 3 dB / 15 m ， 也就是說， 頻率為 900MHz 的信號功率，每經過15 m 長的這種
電纜時，功率就要少一半！
3.4 匹配概念
什麼叫匹配？簡單地說，饋線終端所接負載阻抗ＺL 等於饋線特性阻抗Ｚ0 時，稱為饋線終
端是匹配連接的。匹配時，饋線上只存在傳向終端負載的入射波，而沒有由終端負載產生的反射
波，因此，當天線作為終端負載時，匹配能保證天線取得全部信號功率。如下圖所示，當天線阻
抗為 50 歐時，與50 歐的電纜是匹配的，而當天線阻抗為 80 歐時，與50 歐的電纜是不匹配的。
如果天線振子直徑較粗，天線輸入阻抗隨頻率的變化較小，容易和饋線保持匹配，這時天線的
工作頻率範圍就較寬。反之，則較窄。
在實際工作中，天線的輸入阻抗還會受到周圍物體的影響。為了使饋線與天線良好匹配，在架
設天線時還需要通過測量，適當地調整天線的局部結構，或加裝匹配裝置。
3.55 反射損耗
前面已指出，當饋線和天線匹配時，饋線上沒有反射波，只有入射波，即饋線上傳輸的只是
向天線方向行進的波。這時，饋線上各處的電壓幅度與電流幅度都相等，饋線上任意一點的阻抗都
等於它的特性阻抗。
而當天線和饋線不匹配時，也就是天線阻抗不等於饋線特性阻抗時，負載就只能吸收饋線上傳
輸的部分高頻能量，而不能全部吸收，未被吸收的那部分能量將反射回去形成反射波。
例如，在右圖中，由於天線與饋線的阻抗不同，一個為75 ohms，一個為50 ohms ，阻抗不匹配
，其結果是
3.6 電壓駐波比
在不匹配的情況下, 饋線上同時存在入射波和反射波。在入射波和反射波相位相同的地方，電
壓振幅相加為最大電壓振幅Ｖmax ，形成波腹；而在入射波和反射波相位相反的地方電壓振幅相減
為最小電壓振幅Ｖmin ，形成波節。其他各點的振幅值則介於波腹與波節之間。這種合成波稱為行
駐波。
反射波電壓和入射波電壓幅度之比叫作反射係數，記為 R
反射波幅度 （ＺL－Ｚ0）
R ＝ ───── ＝ ───────
入射波幅度 （ＺL＋Ｚ0 ）
波腹電壓與波節電壓幅度之比稱為駐波係數，也叫電壓駐波比，記為 VSWR
波腹電壓幅度Ｖmax （1 + R）
VSWR ＝ ───────────── ＝ ────
波節電壓輻度Ｖmin （1 – R）
終端負載阻抗ＺL 和特性阻抗Ｚ0 越接近，反射係數 R 越小，駐波比VSWR 越接近於１，匹
配也就越好。
3.7 平衡裝置
信號源或負載或傳輸線，根據它們對地的關係，都可以分成平衡和不平衡兩類。
若信號源兩端與地之間的電壓大小相等、極性相反，就稱為平衡信號源，否則稱為不平衡信號
源；若負載兩端與地之間的電壓大小相等、極性相反，就稱為平衡負載，否則稱為不平衡負載；
若傳輸線兩導體與地之間阻抗相同，則稱為平衡傳輸線，否則為不平衡傳輸線。
在不平衡信號源與不平衡負載之間應當用同軸電纜連接，在平衡信號源與平衡負載之間應當用
平行雙線傳輸線連接，這樣才能有效地傳輸信號功率，否則它們的平衡性或不平衡性將遭到破壞
而不能正常工作。如果要用不平衡傳輸線與平衡負載相連接，通常的辦法是在糧者之間加裝"平
衡－不平衡"的轉換裝置，一般稱為平衡變換器 。
3.7.1 二分之一波長平衡變換器
又稱"Ｕ"形管平衡變換器，它用於不平衡饋線同軸電纜與平衡負載半波對稱振子之間的連接。
“Ｕ"形管平衡變換器還有 1:4 的阻抗變換作用。移動通信系統採用的同軸電纜特性阻抗通常為50
歐，所以在YAGI天線中，採用了折合半波振子，使其阻抗調整到200歐左右，實現最終與主饋線50歐
同軸電纜的阻抗匹配。
3.7.2 四分之一波長平衡-不平衡器
利用四分之一波長短路傳輸線終端為高頻開路的性質實現天線平衡輸入埠與同軸饋線不平
衡輸出埠之間的平衡-不平衡變換。
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